Ez az ötlet számos kísérlet után született meg
egyciklusú ciklotronok, ahol a kimeneti autotranszformátor
ellenárammal „nyomni” kellett, hogy megkapjuk
nulla a kivezetésein. Szóval minden rendben, milyen állat ez?
egyciklusú ciklotron, és hogyan jobb, mint egy közönséges erősítő
hagyományos terv szerint épült? Kezdésként a használatával
az audiofil vasszabálya: "nincs elem - nincs probléma"
Létrehozzuk a legrövidebb utat a DAC-tól a hangszóróig. Itt
nagy transzkonduktivitású és nagy nyereségű lámpára van szüksége
egy fokozaton körülbelül egy watt teljesítményt kap
erő, ami egy szubjektív értékeléshez bőven elég
hangminőség. Ilyen rövid úton minden elhangzik:
forrasztási minőség, huzalhossz stb. ezért telepítésre van szükség
fordítson különös figyelmet. Séma az 1. ábrán.

Rizs. 1.

Az alsó lámpa a tényleges teljesítményerősítő, a felső pedig
a legegyszerűbb, de hatékony áramforrás, elég
nézd meg a 6Zh52P áram-feszültség karakterisztikáját a pentódban, és azonnal világos, hogy miért
A felső lámpa az áramot stabilizálja, nem a feszültséget.
Feladata (az áramforrás) a feszültség „továbbítása” a
autotransz nullára. Mire való? De csak azért
régi hagyomány szerint úgy tartják, hogy a dinamika nem
Ne legyen állandó, állítólag ártalmas neki.
Nekem más a véleményem - nem káros, sőt hasznos, de
erről alább bővebben.
Az áramkör beállítása egyszerű. Az R2 ellenállás 150-re van állítva
Volt a katód és az L2 lámpa árnyékoló rácsa között.
Az R1 ellenállással nulla potenciált érünk el a járműben.
Áramok: I1 - L1 áram, I2 - L2 áram, egyenlőnek kell lenniük.
Ugyanazt a transz-t használtuk Tr1-ként, mint a második opcióban
diagramok, de itt 0,12 mm-es hézag nélkül.
Amit a ciklotron eredményeként kapunk:
1. Az autotranszt TOR-on lehet hajtani, mert hiányzó
mag elfogultság.
2. A frekvenciatartomány elméletire bővül
határérték: – 0 Hz alatt (az induktivitástól és a
Ri kimeneti cső), felülről – 100 kHz-ig (attól függően
a jármű saját kapacitásából).
3. És ami a legfontosabb, a hang, szubjektíve válik több
éles és átlátszó. Minden, ami a levegőben veszett
az elsődleges és a másodlagos közötti szakadék, amikor
átalakulás, most hétvégén jelen van
jel
A szkeptikusok mosolyoghatnak és tiltakozhatnak – miért van erre szükség?
aranyér áramforrással? Válaszul egyszerűen és röviden azt mondom:
ez javítja a hangminőséget.
Most térjünk át a cikk fő részére.
Így a kísérletezés során megszületett az ötlet, lehetséges-e
Teljesen távolítsa el az aktuális forrást, és hogyan fenyegeti ez a beszélőt?
Nem lett belőle semmi, nézd meg a 2. ábra diagramját.

Rizs. 2.

Két televíziót használtak járműként
TV transzformátor - 3Ш, 1 az elsődleges, 2 a másodlagos.
A transzokat szétszedjük, az I lemezeket eltávolítjuk, majd csatlakozunk
azokat azokon a helyeken, ahol 0,12 mm-es résű I lemezek voltak,
A tekercsek párhuzamosan vannak csatlakoztatva. Séma a 3. ábrán.

Rizs. 3.

Számítsuk ki a hangszórón leeső teljesítményt:
P = 0,00017 x 0,02 = 0,0000034 W
Szóval még mindig félelmetes hangszórót csatlakoztatni az anódhoz?
Véleményem szerint ezekkel a mikrowattokkal még legyet sem lehet megölni, nem is beszélve
az akusztikáról. Természetesen a végső döntés a tiéd,
de szeretném még egyszer elmondani - az autószállítás valóban javítja a minőséget
hang. Sőt (szerintem), hogy egy kis konstans
megakadályozza, hogy a diffúzor túlságosan lelógjon egyetlen impulzus után,
ami megmagyarázza az áramkör élesebb hangját az alján.
Egy ilyen egyszerű átalakítás TVZ-ről automatikus átvitelre javíthat
bármely egyvégű erősítő hangminősége. De nem kell
felejtsd el, hogy a második lehetőség az autotranst használja
rés.
Emlékeztetni kell arra is, hogy a hangszórókábel között
és a földben életveszélyes nagyfeszültség van.
Azt tanácsolom, hogy a hangszóró kábelét közvetlenül az autotranszhoz forrassza
adapter kivezetések nélkül a testen és csatlakozók nélkül az oszlopon
kis fedővel zárjuk le.
Sok sikert és jó hangzást.

Maksimov Andrej Vladimirovics. sattelite2006()yandex.ru

Megjegyzések a cikkhez:

A régi szovjet irodalomban anti-párhuzamos (híd) erősítőnek, a nyugati irodalomban ciklotronnak (circlotron, circlotron) nevezték. Úgy hívod, ahogy kényelmesebb és ismerősebb. A cikkben a "ciklotron" szót fogom használni.
De lényegében ez egy push-pull híd-kaszkád. A jövőben az egyszerűség kedvéért ciklotronnak fogom hívni, mivel ez a fogalom mindenki számára ismertebb. A terheléshez való kapcsolódás módja szerint a ciklotronokat transzformátorokra, autotranszformátorokra, fojtótekercsekre, anódokra, SE-ciklotronokra és transzformátor nélküli (OTL) ciklotronokra osztják.

A további történetem az OTL ciklotronról fog szólni, vagyis egy transzformátor nélküli push-pull híd teljesítményfokozatról, amelynek ellenállásai vannak a kimeneti lámpák katódjaiban.

Miért fordultam ehhez a témához?
Ennek több oka is van. Először is, sok támadás érte a transzformátorerősítők hívei mindent, ami transzformátor nélkül volt, másodszor pedig őszintén bevallom, hogy nem tudok jó minőségű kimeneti trance-t házilag tekercselni, azt hiszem, nem minden amatőr képes erre, és akkor csak profival. felszerelés . Nos, és harmadszor, kaptam több 6С33С-В-t, valami nagyszabású és erőteljeset akartam építeni ezekre a csodálatos triódákra. Így hát az első ok ellenére, a másodikat megbánva és a harmadiknak köszönhetően nekiláttam az ötlet megvalósításának.

Első projekt

Az egész még 1996-ban kezdődött, akkor még nem volt internetem és digitális fényképezőgépem, így az erősítő lépésről lépésre történő összeszereléséről sajnos nem tudok képeket adni. A munka 90%-ban egy éven belül elkészült, majd különböző okok miatt évekre, évekre leállt. A leendő készülék elrendezésének becslésénél a maximumból indultam ki, hogy egy párból 33 lámpát lehetett tolóhúzásban kipréselni, nem a cél, hanem sportérdekből. A próbaverzió kenyérlapon készült. Feltételeztük, hogy az erősítő terhelése két sorba kapcsolt LOMO 2A12-U4 hangszóró hangszóróinak felel meg, amelyek összellenállása 30 Ohm (olvassa el a hangszórókról szóló cikket az „Akusztikai projektek” részben).

Az erősítőt a lámpák jellemzői alapján számítottuk ki.

Töredék kizárva. Lapunk olvasói adományokból jön létre. Csak ennek a cikknek a teljes verziója érhető el

A traktátus végéről kezdem. Az utolsó fokozat (OK) karjaiban egy 6S33S-V lámpa található. Az anódfeszültséget 160 V-ra választottuk, 100 mA nyugalmi árammal. Előfeszítés -60-70V fix. Szeretném felhívni a figyelmet arra, hogy egy ciklotronban a katódellenállásokon nem folyik áram, a katódok nulla potenciálon vannak. Ezért az eltolás csak fix! Mindkét katódellenállás párhuzamosan csatlakozik a terheléssel, értékük kiválasztása az alapján történik, hogy a terhelés nincs söntölve.

A váltóáram tekintetében a ciklotron OK lámpái párhuzamosan kapcsolódnak, ami azt jelenti, hogy a Rout négyszer kisebb, mint a hagyományos push-pull áramkörökben. A kaszkád normálisan működik Rк - 510 Ohm-3 kOhm névleges értékekkel. Kipróbáltam még Rк = 15 Ohm mellett is, de a kaszkád ereje lecsökkent, és a szinuszhullám csúcsainak némi „élesedése” volt megfigyelhető. Mivel az erősítőfokozat egy katódkövető, az Rk-n lévő feszültség majdnem megegyezik a hálózat bemeneti feszültségével. Az előfeszítő áramkörben lévő változó ellenállás statikus körülmények között a kimeneten a „nulla egyensúlyt” állítja be, miután a lámpák felmelegedtek. Ez a nullapont vezérlése milliamperméterrel történik, központi skálával és -50...+50mA eltérési határértékkel, és egy 200 ohmos korlátozó ellenálláson keresztül van csatlakoztatva. Még a karok maximális kiegyensúlyozatlansága esetén is (a potenciométer gombja bármilyen szélső helyzetbe van forgatva) és a teljes teljesítmény azonnali bekapcsolásakor a készülék tűje rövid ideig 50 mA-es túlfeszültséget hoz létre, vagy akár kissé el is megy a skálától, ami megfelel az állandó 10V átmeneti megjelenésére a terhelésben. A gyakorlatban ez a szám egy nagyságrenddel alacsonyabb, ha a lámpákat megfelelően fűtik.

A vezető lámpának a 6N6P-E-t választottuk, melynek rácsai közvetlenül csatlakoznak a 6N23P-EV (Ua=110V, Ia=7...8mA) basszusreflex (FI) anódjaihoz. FI katódkötésekkel. A 6N6P-E anódokon a feszültség +260...265V, a katódellenállás 115...116V-ra állítja a feszültséget a katódon. Ebben az üzemmódban minden meghajtó trióda legfeljebb 20 mA-t fogyaszt. Szeretném még egyszer emlékeztetni, hogy ezt az elrendezést 13 évvel ezelőtt tesztelték, talán már elfelejtettem néhány árnyalatot. De! Amire pontosan emlékszem. Sikerült 50W-ig fejleszteni a teljesítményt, nagyon meleg volt! 33-as ventilátorral kellett kifújnom a konnektorokat. A frekvenciamenet szinte lineárisnak bizonyult 10Hz-től 200kHz-ig. A torzítást és a zaj- és háttérszinteket nem mértük. Az oszcilloszkóp 1 kHz-es szinuszos képe tökéletes volt. Mivel a hangszórók még nem voltak készen a tesztelésre, egyszerűen csatlakoztattam két sorba kapcsolt 2A12-U4 hangszórót, és alacsony teljesítményen hallgattam. Az erősítő játszott, és ez a legfontosabb.

Az alváz gyártásával nem volt probléma. Mivel az egykor felszámolt és megsemmisült katonai hírközlő iskola rádiókommunikációs osztályán mérnökként szolgáltam, és nagy teljesítményű adókon dolgoztam, így hozzáférhettem a város különböző védelmi vállalkozásaihoz, kutatóintézeteihez, amelyek fejlesztettek és elláttak bennünket berendezésekkel. Az anyagokkal és az alkatrészekkel sem volt probléma, akkor még aranyidő volt. Így az egyik műhelyben rendeltem egy 350x350x65mm méretű alvázat. Ez a hajlított-hegesztett szerkezet nekem készült 2mm vastag rézlemezből, minden szükséges furattal.

Az OK felépítése nem változott, módosultak az üzemmódok. Anódfeszültség 95V, előfeszítés -29-30V. AB osztályú mód. ~2V névleges bemeneti feszültség mellett a FI kimenet amplitúdója ~30V, ami bőven elég 33 lámpa meghajtására. A jelzett üzemmódokkal egyenértékű 30 Ohm terhelés mellett 20 V-os változásaim vannak, ami körülbelül 13 W teljesítménynek felel meg.
Mond majd valaki micsoda hülyeségeket!? Csak 13 watt van egy 33-as push-pull-ban. Még egyszer lefoglalom - nincs szükségem tűzhelyre, nem az volt a célom, hogy csatornánként 50 W-ot szorítsak, hanem csak az volt, hogy kompromisszumot találjak a „lehetséges”, „szükséges” és „célszerű és kényelmes” között. Ha Ea+330V-on 110 kOhm-ra növeljük a FI anódellenállások értékét, az anódokon +90...+95V feszültséget kapva, akkor a FI kimeneten ~4V bemeneti jellel kilengést érhetünk el. ~70V. De ez azoknak szól, akik több hatalomra vágynak. Csak emlékezni kell arra, hogy ebben az esetben az OK lámpákat tovább kell szorítani, és az anódfeszültséget meg kell emelni. Ellenkező esetben a karakterisztika elején a nemlinearitás biztosított. Még egy megjegyzés. Ha a 6C33C rácsban kicsi az ellenállás (általában 1...3 kOhm), akkor ezek a ~70V ~40V-ra csökkennek. Ennek elkerülése érdekében a rácsellenállásnak 30…100 kiloohmosnak kell lennie. Ellenőrzött. Az erősítő beállítása közben kiderült, hogy amikor az OK előfeszítés -20...-22V, akkor korlátozás lép fel.

A teljesítmény növelése a bemeneti jel növelésével és az előfeszítés -40...45V-ra növelésével lépésszerű torzításhoz vezet.

A 6С33С-В előfeszítést az egyik KT-973A típusú tranzisztor stabilizátora táplálja.

A prototípuskészítés szakaszában próbáltam stabilizálni a kimeneti lámpák anódját a 2T-834A tranzisztorokon, de aztán feladtam, mert Kb. 5...6 V feszültséget veszítek rajtuk. Több külföldi telephelyen található ciklotron áramkört megvizsgálva megállapítottam, hogy a végfokok tápellátása nem stabil, a szűrő kapacitása 2200...4700 μF. Minden izzószál váltóárammal működik. Általánosságban elmondható, hogy a hálózattal való megszabadulás érdekében egy ipari hálózatstabilizátort tervezek vásárolni, szerencsére sok ilyen cucc van.

Felépítés és részletek

Az alváz, ahogy már írtam, 2mm-es rézlemezből készült. Elnézést kérek a néhol csúnya megjelenésért - az évek során néhol levált a festék.

A központban egy transzformátor van felszerelve.

Alatta van egy 4P2N típusú hálózati kapcsoló a katonai szolgálatból, kétirányú és négy állású - ki, bemelegítés, teljes teljesítmény és ki. Közvetlenül mellette jönnek ki a trance hálózat tekercsének kimenetei.

A kapcsoló csapágyon keresztül acélrúddal kapcsolódik a fogantyúhoz.

Hátul négy K50-29 10000 μFx100V bank található.

Akkoriban kéznél voltak (a modernek 6-8-szor kisebbek, és könnyen elférnek az alagsorban). Vannak ott stabilizáló lámpák is.

A hátsó falon aljzatok, kivezetések, biztonsági blokkok találhatók. Az elülső falon a hálózati kapcsoló gombjai és a „nulla egyensúly” vezérlők találhatók. Bal és jobb oldalon lámpák, elöl felül műszerek találhatók.

Az alkatrészek főleg hazaiak, katonai szolgálatban használatosak.

A jel és a gyengeáramú áramkörök MS vezetékkel voltak bekötve. A beszerelés az előfeszítő stabilizátorok és a magas anód stabilizátor több elemének kivételével csuklósan történik.

A bemeneti fokozat közös vezetékei a katódellenállások és a szűrőkondenzátor közelében találhatók.

A katódellenállások „földelése” és az előfeszítő áramkörök össze vannak forrasztva. Ezután az összes fokozat és csatorna közös vezetékei a magas anódszűrő kondenzátoraihoz csatlakoznak. A vázra bökve kiderült, hogy az erősítő közös földelési pontja a hálózati kapcsoló mellett van. A tápegység árnyékoló tekercsének végét ugyanerre a pontra forrasztották. Egyébként ennek a kapcsolatnak a jelenléte a hátteret tekintve füllel észrevehető. Két kis lapos ventilátort (12Vx170mA) ágyaztam a ház alsó fedelébe, hogy levegőt fújjak a 6S33S-B panelekre.

Engedélyezés és beállítás

A bekapcsolás a hálózati kapcsoló gomb „bemelegítés” állásba állításával kezdődik. Az áramkör minden áramkörét a tápfeszültség felével látják el. A lámpák előmelegítettek, és körülbelül tíz perc elteltével a teljes teljesítmény táplálható. A további felmelegedés során a „zéró egyensúly” szabályozókkal állítsa nullára a kimenetet a műszereken. Szeretném megjegyezni, hogy fél óra bemelegítés után a 33 lámpa anódárama leáll, és a nulla egyensúly utolsó beállítását követően már lehet zenét hallgatni. Valójában nincs szükség speciális beállításokra, ellenőriznie kell a diagramon feltüntetett feszültség- és áramerősségeket, és ki kell választania a lámpák megfelelő működési módjait - válassza ki az ellenállást a katód FI-ben, és állítsa be az előfeszítési feszültséget OK a trimmer ellenállás segítségével. stabilizátor.

Hallgatás

Az erősítőt a 2A12-U4 hangszórókra raktam. Még nincs előerősítőm vagy hangszínszabályzóm, így közvetlenül egy bakelit lemezjátszóról küldtem jelet (kimenet ~250mV). Összehasonlítottam a hangot a „Radio Engineering” tranzisztorral, letiltva a hangblokkot és a hangerőt. Még az átlagos hallókészülékemmel is éreztem, hogy a csöves hang jobb, mint a félvezetős hang – élénkebb és természetesebb. 33 trióda jó dinamikája érezhető. Ha hátteret hall a hangszórókban, akkor megpróbálhatja felcserélni az egyik kar egyenirányítójában a ~70 V-os tekercs végeit.

A tervekben

Kísérletezni szeretnék a jövőben, az OTL helyett induktor és autotranszformátor kommunikációt használok a terheléssel. Most a TS-180 vagy TS-250 hardverét keresem. Ezért amint lesznek kutatási eredmények ebben a témában, folytatom cikkemet.

Hobbimat egyszerű tranzisztoros erősítő áramkörökkel, színes zenékkel és egyebekkel kezdtem, amik a Rádióban jelentek meg.

Húsz éve szereltem össze az első kétkazettás magnómat.
1996 óta Érdekelni kezdtem a csőáramköröket.

Olvasói szavazás

A cikket 34 olvasó hagyta jóvá.

A szavazásban való részvételhez regisztráljon és jelentkezzen be az oldalra felhasználónevével és jelszavával.

Transzformátor nélküli csöves erősítő

Régóta álmodoztam arról, hogy egy transzformátor nélküli csöves erősítő hangját hallgassam, amely közvetlenül egy nagy impedanciájú hangszóróhoz van csatlakoztatva, kivéve a kimeneti transzformátorokat vagy a drága elektrolitkondenzátorokat, amelyek a csőtechnika számára megingathatatlanok. A kimeneti transzformátorok általában „botláskőnek” számítanak, és sok időbe telik az elkészítése annak a rádióamatőrnek, aki úgy dönt, hogy csöves erősítőt épít. A csőerősítők márkás kimeneti transzformátorai drágák, különösen, ha valamilyen „Grand” transzformátorból származnak, például „Tango”, „Tamwra” stb. nem mindenki engedheti meg magának. De a kimeneti transzformátor helyes tekercselése szakaszolás vagy keksz módszerrel nagyon munkaigényes, és nem világos, hogyan kell ezt megtenni. A kimeneti transzformátorok tekercselésére vonatkozó irányelvek általában egy adott áramkörhöz és kimeneti csőhöz vannak kötve, és a szerzők meglehetősen önkényes értelmezésben adják meg. Ennek eredményeként a kimeneti transzformátor tekercselése a legunalmasabb, idő- és pénzigényesebb eposz egy jó minőségű csöves erősítő létrehozásában. Emiatt a rádióamatőrök teljesen esküsznek a kimeneti transzformátorokra, és nagyon nem szeretik gyártani őket.

A munka „a végéről” egy teljes értékű, nagy impedanciájú szélessávú hangszóró fejlesztésével és hardverbe történő bevezetésével kezdődött. A következő anyag a nagy impedanciájú dinamikus fejek „erősítő része” kiegészítése, amit több mint két éve készítek kis tételben. Nem túl részletes, de hasznos anyagot ajánlok a transzformátor nélküli erősítőimről a nagy impedanciájú hangszórók fejlesztéséről és teszteléséről szóló cikksorozathoz. A cikk végén találsz linkeket a témában.

Transzformátor áramkörök nélküli fajták

Az interneten nagyszámú transzformátor nélküli csöves erősítő áramkör található. Két fő típusuk van: 1. Több alacsony belső ellenállású lámpa párhuzamos csatlakoztatása és normál, alacsony impedanciájú hangszórókkal való munka. 2 A széles körben elterjedt lámpák használata és működésük speciális, nagy impedanciájú dinamikus hangszórókon.

Mindkét transzformátorerősítő nélküli opciót meglehetősen ritkán használják, mert Az alacsony belső ellenállású lámpák köre nagyon szűk, a szovjet lámpák közül csak három van: 6s-33s, 6s-18s és 6s19p (feszültségstabilizátorokhoz tervezték). Opcióként használhatja a 6p-45s TV-k nagy teljesítményű vízszintes pásztázó lámpáját, amely viszonylag alacsony belső ellenállással is rendelkezik. Ha alacsony belső ellenállású lámpákat használ, akkor azokat többször párhuzamosan kell csatlakoztatni. Ezenkívül szükség van egy erősítő áramkörre - egy „ciklotronra”, mivel minimális kimeneti ellenállással rendelkezik.

A transzformátor nélküli erősítők fő csövek 6s33s és 6s18s. Mindegyik hengerében két erős trióda található, lapos, jól fejlett anódokkal. A nagy felületű katód, rács és anód közelsége miatt a lamellák belső ellenállása példátlanul alacsony. Sajnos a 6s33s és 6s18s lámpák alacsony belső ellenállása szinte az egyetlen előnyük. A feszültségstabilizátorokhoz tervezett speciális lámpák alacsony lejtéssel és alacsony erősítéssel rendelkeznek. Ezeknek a lámpáknak a fűtőtestei több energiát oszlatnak el, aminek köszönhetően a 6s33s és 6s18s erősítők hatásfoka észrevehetően alacsonyabb, mint a hagyományos nagyfeszültségű lámpákat használó erősítőké.

Rendszer

A transzformátorcsöves erősítő nélküli alapáramköri kialakítás szinte szabványos. A bemeneti fokozat egy közös „audio” dupla triódára van szerelve, nagy 6n-2p nyereséggel. Az első fokozat erősítésének növeléséhez az anódfeszültségét a 6n2p lámpa közel maximumára (adatlap szerint) kellett növelni. Ugyanezen okból szükséges volt a kimeneti push-pull fokozat szivárgási ellenállásainak értékének növelése. Ebben az üzemmódban a 6n2p lámpa minden triódájának Ri belső ellenállása körülbelül háromszor kisebb, mint az anódellenállások ellenállása, ami a differenciálfokozatot a lehető leglineárisabbá teszi. A differenciálkaszkád katódjait MP38A „hang” germánium tranzisztoron alapuló áramgenerátor „támassza”. Az MP38A stabil áramgenerátorának kimeneti ellenállása meghaladja az 1 MΩ-ot, ami további intézkedések nélkül lehetővé teszi a legegyenlőbb feszültség elérését a differenciálfokozat-karok kimenetén. A germánium áramforrás növeli a differenciálfokozat linearitását és csökkenti a tápfeszültség hullámaira való érzékenységét.

A push-pull végfokozat nagy lineáris 6s19p ujjtriódákra van szerelve, amelyeket általában feszültségstabilizátorokban használnak. A végfok minden karjának külön izolált tápegysége van, alacsony belső ellenállással. Az első fokozat táplálására két független egyenirányítót használnak, amelyek kimeneti feszültsége + 420 és -145 V. A transzformátor nélküli csöves erősítő összesen 6 független tápegységet tartalmaz a sztereó változathoz. A 6s19p szürke triódák áramköreibe két osztó van beépítve, amelyek a kimeneti fokozat kiegyensúlyozását szolgálják. Az egyik ellenállás „nullát” állít be a kimeneten, a második pedig a végfok nyugalmi áramát. Az áramkör a kimeneten nullát és a „vas” nyugalmi áramot tartja.

2,3 V bemeneti feszültség mellett a kimeneti teljesítmény (két 6s19p lámpával) 5,5 W 510 ohmos terhelés mellett. Az érzékenység valamivel alacsonyabb a szokásosnál, és ez a transzformátor nélküli erősítő enyhe hátrányának tekinthető.

Hang

A transzformátor nélküli áramkör hangja nagyon érdekesnek bizonyult. Lenyűgözött a részletgazdagság, ami teljesen nem jellemző a csőtranszformátoros készülékekre. Inkább tranzisztoros erősítő volt, de csöves melegséggel. Ezt az áramkör nagy teljesítményének és rendkívül széles sávszélességének tulajdonítom. Talán a hatást a nagy impedanciájú hangszóró alacsony induktivitása okozza a hagyományos kimeneti transzformátorhoz képest. Oszcilloszkópon a négyzethullám frontok gyakorlatilag nem vágódnak 80 kHz-es frekvenciáig.

A széles sáv különösen szembetűnő több hangszer egyidejű hangzásakor, amelyek sűrű nagyfrekvenciás spektrumot produkálnak: cintányérok, timpánok, fúvósok stb. A hangszerek külön szólnak, és nem keverednek össze, ami a transzformátoros erősítőknél gyakran előfordul. Jó feszes alacsony vég, és ez csak 5 watt teljesítménnyel! Meglepő módon... Az intermodulációs torzítás mértéke lényegesen alacsonyabbnak bizonyult, mint a csőáramköröknél ritka harmonikus szint. (A képen a torzítási grafikonok láthatók). Az erősítő „mindenevőnek” bizonyult, bármely műfajú zenét egyformán jól játssza, az „ízletes” csöves harmonikusok száma pedig nagyon mérsékelt, és nem vonzza különösebben a figyelmet.

A feladat a következőképpen hangzott el: a rendelkezésre álló alkatrészekből hozzávetőleg 10-12 Watt teljesítményű otthoni HiFi sztereó erősítő építése.
Próbálja meg optimalizálni a meglévő áramköröket olyan mérőműszerekkel, amelyek a múlt század 30-50-es éveiben nem voltak elérhetők, és a maximális teljesítmény mellett 0,5%-nál kisebb harmonikus torzítási együtthatót érjen el.
Minden csatornában legyen kimenet két terhelési ellenálláshoz - 8 és 16 Ohm.

Rendszer:

Kimeneti transzformátorok TPP280-127/220-50, anód TA247, izzószál TN46. A feltüntetett feszültségek azok, amelyeket egy valós áramkörben, jel nélkül mértek. Zárójelben a megfelelő csatorna értékei vannak.
Az egyes végfokozatú lámpák nyugalmi árama körülbelül 30-35 milliamper.
Lusta voltam megrajzolni az izzószál áramköreit, táplálni a propellert, meggyújtani a LED-eket és kapcsolni a bemeneteket. A kimeneti transzformátoron négy használaton kívüli tekercs maradt, amelyek nyolc ohmos terhelésre csatlakoztathatók.

Kellően alacsony harmonikus együttható mellett jelentős, 10-15 Volt feszültségkülönbség volt megfigyelhető az előkapocs lámpák anódjain. Vagyis nem próbáltam ott egyensúlyozni semmit.

A circlotronra csak azért esett a választás, mert a kimenetként használt transzformátorok hagyományosan bekapcsolva nem mentek 70-80 Hertz alá, viszont az anódtranszformátor lehetővé tette alapjáraton négy leválasztott 350 V-os forrás beszerzését.

A spektrumanalizátor eredményei.
Bal csatorna:

Jobb csatorna:

A méréseket akkor végezték el, amikor mindkét csatorna áramot pumpál a terhelésbe a korlátozás kezdetéhez közel - a terhelési egyenérték feszültsége 16 Ohm 14 Volt. Ezt az értéket hagyományosan a maximális kimeneti teljesítménynek tekintik - körülbelül 12 watt.
Sávszélesség -2 dB-es gördüléssel 30-ról 18000 Hz-re -6 dB szinten
A harmonikus torzítás -20 dB-es kimeneti szinten, azaz a maximális teljesítmény egy századánál körülbelül 0,06% (a mérőrendszerem felbontását ez a kép szemlélteti:

Amikor a végfok előfeszítő feszültsége -13,5 V-ra nő, a harmonikus torzítás maximális teljesítményen nem változik, de -20 dB kimeneti szinten körülbelül 0,12-0,15%, ami egyértelműen mutatja az A osztály és az AB osztály közötti különbséget. .

A zaj/háttér szintje hozzávetőlegesen -75 dB, nem alkalmaztam semmilyen különleges intézkedést a háttér leküzdésére. Az érzékenység körülbelül fél volt vagy még magasabb - a számítógépes audiolejátszó és a CD-lejátszó kimenetén a jel elég a teljes lendülethez, és még hat decibeles különbséggel is. Ebben az esetben a csatornák közötti erősítési egyensúlyhiány körülbelül 3 dB.

Még néhány kép:

Még nem jöttem rá, hogyan építsek egy egyszerű szoftveres kétfrekvenciás generátort az intermodulációs torzítás mérésére, de miután megnéztem a már kapott képeket, úgy döntöttem, hogy ezt nem teszem meg. Végül is egy pár 6P14P 0,4%-os felharmonikusa 12 watton visszacsatolás nélkül még jobb, mint amire számítottam.
Ahhoz, hogy ezt az eredményt elérjük, gondosan ki kellett választanunk a lámpákat és ki kellett egyensúlyozni a fázisváltót. A „nem optimális” lámpákkal a harmonikus együttható (a kiegyenlítéstől függően) maximális teljesítmény mellett másfél-háromszorosára nő, például a 6N1P előkapocs fokozatba szerelve körülbelül 0,7% volt.

Minden kérdésre válaszolok és bármit kipróbálok - ha tudok :-)

Ha egy vagyont költött 5 méter egzotikus hangszórókábelre, gondolt a csöves erősítő kimeneti transzformátoraiban lévő 500 méter vezetékre?
A kimeneti transzformátorok drága alkatrészek, amelyek bonyolultan fel vannak tekerve, hogy megfelelően működjenek magas frekvencián. Ők a fő bűnösök a lágy basszusért a csöves erősítőkben. Ennek fő oka a mágneses áramkör túltelítettsége alacsony frekvenciákon. Ezenkívül a kimeneti teljesítmény körülbelül 10%-a elvész a tekercsellenállás miatt. Alternatív megoldás a transzformátor nélküli kimenet - OTL (output transformer Less).

Működés elve

A leírt OTL-séma többféle megoldást kínál. Először is, hogy megvédje a hangszórókat hiba esetén, természetes áramkorlátozásra van szükség, kiegészítő védelmi áramkörök használata nélkül. Másodszor, a probléma az, hogy hogyan lehet szimmetrikus végfokozatot megvalósítani, amikor a lámpák nem rendelkeznek NPN és PNP struktúrákkal, például tranzisztorokkal.
Az egyik lehetőség a Cecil Hall által 1951-ben feltalált circlotron volt, amely azonban megakadályozza a természetes áramkorlátozás alkalmazását, és egy nagyon összetett tápegység-konfiguráció alkalmazását kényszeríti ki. Ehelyett egy kombinált helyi visszacsatolást használó, nem komplementer kimenettel rendelkező áramkört terveztek. Jó szimmetriát és alacsony harmonikus szintet értek el, amit a későbbi mérések is megerősítettek. Ez a konfiguráció jobban hasonlít a Futterman áramkörhöz, azzal a különbséggel, hogy a meghajtó fokozathoz egy pár pentóda kerül a fázisleválasztó helyett. A pentódok elegendő áramot és erősítést tudtak biztosítani a triódákhoz képest.
A tervezés általános célja egy egyszerű áramkör volt, a lehető legkevesebb komponenssel a jelútban, és egy push-pull működési elv. A push-pull kaszkád nemcsak a harmonikus torzítást csökkenti, hanem jelentősen csökkenti az áramellátás hullámzását is. Az eredmény egy stabil, megbízható kialakítás, amely nem igényel állandó beállítást. Ennek eléréséhez egy egyenáramú visszacsatoló áramkört tartalmaznak, amely a kezdeti beállítás után az eltolási feszültséget 20 mV-on belül tartja. Nem valószínű, hogy hosszú ideig szükség lesz későbbi beállításokra, még lámpák cseréje után sem.
Tudom, hogy a visszacsatolás vitatott kérdés, és sokan úgy vélik, hogy végső soron nullának kell lennie. Ennek a kialakításnak a nulla visszacsatolása azonban hallható zajt és 8Ω-os kimeneti impedanciát eredményezhet, ami súlyosan befolyásolhatja a legtöbb hangsugárzórendszer hangegyensúlyát. Ezért úgy döntöttek, hogy 26 dB-es visszacsatolási mélységet használnak, ami a legtöbb klasszikus csöves erősítőben elterjedt, és 0,4 Ω-ra csökkenti a kimeneti impedanciát a jó mélyhangszabályozás érdekében. A barkács erősítő előnye azonban, hogy a visszacsatolást saját ízlésének megfelelően alakíthatja. A visszacsatolás 11 dB-re való csökkentésének legegyszerűbb módja az első és második fokozat közötti csatolókondenzátorok eltávolítása.
Végül a normál akusztika „felfokozása” érdekében úgy döntöttek, hogy legalább 20 W teljesítményre van szükség. A kézenfekvő csőválasztás az orosz 6C33C trióda volt, mert egy pár 2,5A áramot képes leadni 8 ohmos terhelésre mérsékelt 150V-os betáplálás mellett. Ez lehetővé teszi, hogy 25 W-ot kapjon 8 Ω-os terheléshez, vagy 40 W-ot 16 Ω-os terheléshez. Ha a terhelést 40 Ω-ról 100 Ω-ra tudja növelni, akkor könnyen 50 W teljesítményt kaphat az A osztályban. A mérések azt mutatták, hogy a torzítás bekapcsolt visszacsatolás mellett kisebb volt, mint a jelgenerátoré. Ez 0,14% THD-t adott 2 W-on 8 Ω-os terhelés mellett visszacsatolás nélkül, vagy 0,007% 26 dB-t visszacsatolás nélkül.

Felépítés és részletek.

Az SK1 bemeneti jack jele az RV1, C1 és R1 hangerőszabályzón keresztül a V1A cső rácsára kerül. A visszacsatolást az R1 és R3 ellenállások teszik lehetővé, amelyek keverik a kimeneti és bemeneti jeleket. A visszacsatolási mélység körülbelül 29, és az R3/R1 aránnyal változtatható. Vagyis 500 mV bemeneti feszültség mellett 25 W-ot kapunk 8Ω-os terhelésbe. Ha az RV1 maximumra van állítva, a bemeneti impedancia körülbelül 26k (RV1 párhuzamosan az R1-gyel). A C1 kondenzátor a maximális egyenfeszültség visszacsatolására szolgál. Előfeszítés hiányában a V1A rács potenciállal rendelkezik, mint a V1b az R4-en keresztül. Azonban az egyes csövek katódjai közötti kis feszültségkülönbség a tökéletlen hasonlóság miatt feszültséget eredményezhet a V1A vezérlőhálózaton. Ez a terhelésnél azonnal állandó feszültségként jelenik meg, mivel a 100%-os állandó áram visszacsatolása az R3-on keresztül egyenlően tartja a bemeneti és a kimeneti feszültséget. Az RV2 trimmerrel nulla eltolást érhet el a kimeneten.
A H1 neonlámpa arra szolgál, hogy bemelegítés közben 65 V-ra korlátozza a fűtő-katód feszültséget a V1 mindkét felén. Normál működés közben nem világít. A bemeneti fokozat szimmetrikus kimeneteit C3 és C4 kondenzátorok kötik a V2 és V3 vezérlő rácsokhoz. R8 és R9 ellenállásokon keresztül részleges DC csatlakozások is vannak. A meghajtó fokozat V2 és V3 csövekből és a hozzájuk tartozó alkatrészekből áll. Ennek a fokozatnak a kimenetei közvetlenül csatlakoznak a V4 és V5 rácsokhoz, amelyek a végfokozatot alkotják. Az RV3 trimmer lehetővé teszi a V4 és V5 rácsok feszültségének beállítását, ezzel beállítva a kimeneti fokozat áramát. A nyugalmi áram megválasztása kompromisszumot jelent a cső élettartama és a torzítás között.
Elméletileg a kimeneti csövek nyugalmi áramát maximum 400 mA-re lehet növelni, ami után az anódjaik 60 W-ot disszipálnak. Ez alacsony torzítást eredményez, de drámaian csökkenti az élettartamot. Azonban alacsonyabb nyugalmi árammal, mondjuk 200 mA-rel sokkal hosszabb csőélettartamot lehet elérni. Ezzel az erősítő által termelt hő mennyisége is csökken! A pentódokat azért választottuk a meghajtóban, mert nagyobb feszültséget tudnak meghajtani, mint a triódák, és azért is, mert jobb áramjellemzőkkel rendelkeznek. Ez utóbbi biztosítja a szimmetriát a kimeneti szakaszban. A pentóda másik előnye a Miller-effektus, az anód és a vezérlőrács közötti kapacitás virtuális hiánya, a képernyőrács jelenléte miatt. Ez növeli a fokozat teljesítményét, és szükségtelenné teszi a frekvenciakompenzációt, hogy az erősítő stabil maradjon visszacsatolás esetén. Az egyetlen hátránya, hogy valamivel több páratlan sorrendű harmonikus torzítást produkálnak, mint a triódák. Az EF86-ot (a 6Zh32P szovjet megfelelője) azonban hangra tervezték. Az EF86-ot nagyon sikeresen használták a híres Quad II erősítő meghajtójában.
A V4 egy katódkövető. Ez 100%-ban negatív csatolást jelent a katód és a rács között, ami egységerősítést és csökkent kimeneti impedanciát eredményez.
A V5 egy anódkövető, és ahhoz, hogy ugyanolyan erősítéssel és kimeneti impedanciával rendelkezzen, mint a V4, 100%-ban negatív visszacsatolással kell rendelkeznie az anód és a rács között. Ezt egy árammeghajtó használatával érik el, amely definíció szerint nagyon magas forrásimpedanciával rendelkezik, ami nem gyengíti az R13-on keresztül generált visszacsatolást. Bár a V2 és V3 anódok egyenfeszültsége különbözik, valójában nem sok különbséget jelent a pentódok működési módjai között.
Az R15 biztosítja, hogy a V1A vezérlőrács a közös vezetékhez legyen kötve az erősítő bemelegítése során, csatlakoztatott hangszórók hiányában.
Az N2 gázkisüléses biztosíték biztosítja, hogy a kimeneti feszültség minden körülmények között a biztonságos határokon belül maradjon. Ha a kimeneti feszültség meghaladja a 90 V-ot, leold, ezáltal a kimeneti feszültség biztonságos szintre csökken.

TÁPEGYSÉG

Noha a tápegység meglehetősen egyszerű, és kevés leírást igényel, néhány szempontot meg kell jegyezni: Hiba esetén a végfok felfelé vagy lefelé történő reteszelésére kényszerítve az R33 eszközt biztosít az áramerősség korlátozására. végfok és hangszóró. Ha az érték túl alacsony volt, a kimeneti cső vagy a hangszórócső vagy mindkettő megsérülhet. Ha az értéke túl magas, a hangszórón keresztüli kis offset feszültség jelentős egyensúlyhiányt okozhat a HT2 és HT4 tápfeszültségében. Az FS1 és FS2 biztosíték abban a valószínűtlen esetben kiolvad, ha mindkét meghajtó fokozat csöve, a V2 és a V3 nem működik (vagy nincs csatlakoztatva), ami túlzott áramot okoz mindkét V4 és V5 kimeneti csövön. Elméletileg csak egy biztosítékra van szükség, de itt kettő van benne, hogy szimmetrikusan reagáljanak bármilyen meghibásodásra.

Ennek a kialakításnak a továbbfejlesztése az lenne, ha állandó áramot használnának a V1 fűtőtestekhez, és egy késleltetési időzítő áramkört is tartalmaznának, így a HT2 HT4 feszültség csak akkor kerül alkalmazásra, ha az összes cső már felmelegedett.
A C8-C15 simítókondenzátorok kiválasztása azért fontos, mert ezek határozottan a jelútban vannak a kimeneti csövek és a hangszóró között, ezért jó minőségűnek kell lenniük. Belső rezgésektől mentesnek kell lenniük, ami azt jelenti, hogy nem „énekelhetnek”. A felmelegedés során sok helyen potenciálisan nagy feszültségek vannak, ezért az ellenállásokat ennek megfelelően kell méretezni.
A 2 wattos ellenállások 500 V egyenfeszültséget képesek ellenállni. Ezen kívül jó hangzásúak, alacsony, 1 µV/V-os hőzaj, alacsony hőmérsékleti együtthatójuk 50 ppm/°C A 2. képen látható, hogy a rögzítés kissé szűkös, ezért javasolt nagyobbat használni 12" x 9" × 3" alváz, amelyet használtak. Az erősítő elég kevés hőt termel, és ideális esetben a csövek körül több hely kell, hogy a levegő keringhessen. Az alváz alatt is jó szellőzésnek kell lennie.
Az erősítő bekapcsolása és beállítása
Az első bekapcsolás előtt győződjön meg arról, hogy az RV2 trimmer körülbelül középső helyzetben van
és hogy az RV3 minimális ellenállásra van állítva.
Az RV3 forgatásával a nyugalmi áramot nulláról a kívánt értékre növeljük (a szerző 200 mA-re állította), M1 ampermérővel szabályozzuk. Normál működés közben az M1 alig rándul, nem szintjelző! Ennek ellenére jó, ha az előlapon van, korai figyelmeztetésként arra az esetre, ha valami baj történne.
20 perc bemelegítés után szükség esetén állítsa be az RV3-at. Ezután csatlakoztasson egy millivoltmérőt a kimeneti kapcsokhoz, és állítsa be az RV2-t, hogy nulla értéket kapjon. Ezt mindig minimálisra csökkentett hangerővel vagy zárt bemeneti csatlakozóval kell megtenni.
Amikor az erősítő működik, soha ne kapcsolja be azonnal a kikapcsolást követően, mert fennáll a biztosítékok kiolvadásának veszélye.

Felhasznált források
1. C. T. Hall, „Parallel Opposed Power Amplifiers”
2 705 265 számú amerikai egyesült államokbeli szabadalom, 1951. június 7.
2. J. Futterman, „A Practical Commercial Output
Transzformátor nélküli erősítő”, J. Audio Eng.
Soc., (1956 október).
3. Circlotron történeti oldal http://circlotron.
tripod.com/.

A szükséges komponensek listája a táblázatban látható.

C1, C2………………Kondenzátor, 1μF 450V polipropilén Ansar
C3, C4………………Kondenzátor, 0,1μF 630V polipropilén
Ansar
C5…………………….. Kondenzátor, 10μF 250V elektrolit
C6, C7, C18……….Kondenzátor, 100μF 250V elektrolit
C8, C9, C10-15…. Kondenzátor, 6800μF 63V elektrolitikus Elna
„tonerex” vagy Samwha „hanghoz”
C16, C17, C19……Kondenzátor, 100μF 500V elektrolit
D1, D2, D3, D4… Dióda (gyors helyreállítás), FR605G 6A 600V
D5, D6……………..dióda, 1N4006 1A 800V
FS1, FS2………….. Biztosíték és tartó, 3,15A 20mm
M1……………………Ampermérő, 0-1A DC
N1……………………Neonlámpa, vezetékvéggel, T2
N2………………………..Gázkisülési cső (GDT), 90V DC szikradob
N3………………………Neon jelzőfény, panelre szerelve
PL1………………….. Dugó, IEC-váz
R1, R2……………… Ellenállás, 34k 0,1% 0,25 W precíziós fém
film Welwyn
R3, R4…………….. Ellenállás, 1M 0,1% 0,25 W precíziós fém
film Welwyn
R5, R6…………….. Ellenállás, 100k 0,1% 0,25 W pontosság
fém film Welwyn
R7………………………. Ellenállás, 470k 1% 2W 500V fémfólia
Maplin
R8, R9…………….. Ellenállás, 4M7 5% 0,5W 3,5kV fémfólia
Vishay (a párokat 1%-on belülre kell egyeztetni)
R10, R11………….. Ellenállás, 1M 1% 2W 500V fémfólia
Maplin
R12, R13, R15… Ellenállás, 100k 1% 2W 500V fémfólia
Maplin
R14…………………….. Ellenállás, 15k 5% 0,5W fémfólia
R16…………………….. Ellenállás, 10k 5% 0,5W szénfilm
R17-20……………… Ellenállás, 47R 5% 0,5W szénfilm
R21, R22…………..Ellenállás, 1k 5% 0,5W szénfólia
R23-30……………..Ellenállás, 10k 5% 0,5W szénfilm
R31, R32………….. Ellenállás, 1k 5% 1W szénfilm
R33……………………. Ellenállás, 1k 5% 10W huzal tekercselés
Welwyn
RV1…………………….. Ellenállás, változó 100k
RV2…………………….. Ellenállás, trimmer 1k 20 fordulatú 1W cermet

RV3…………………….. Ellenállás, trimmer 10k 20-fordulatú 1W cermet
Spectrol + 32 mm-es panelre szerelhető adapter
S1……………………….Kapcsoló, kétpólusú, szimpla dob 250V
AC 5A
SK1………………….Aljzat, fonó
SK2………………….A hangszóróhoz illeszkedő csatlakozók (burkolt)
kábel
T1…………………….Hálózati transzformátor, 6V + 6V 15VA
T2…………………….Hálózati transzformátor, 12V + 12V 225VA
T3…………………….Hálózati transzformátor, 120V + 120V 625VA
V1……………………….Cső, ECC83 + B9A aljzat
V2, V3………………Cső, EF86 (illesztett pár) + B9A aljzat
V4, V5………………Cső, 6C33C (illesztett pár) + aljzat
Chelmer
Alváz…………….Acél, 17″ × 10″ × 3″ Hammond
audioXpress 2010. február Tim Mellow